【原创】模拟电路分析（Linux应用专题）

ls400

没搞明白geda是怎么用的。按照ls的图做，属性一般设value footprints，但用gspiceui读存的sch文件时，元件名并没有读出来，全部是C，也没法进行模拟。

Roamvalley

QUOTE:

Posted by ls400 on 2010-7-14 15:35

没搞明白geda是怎么用的。按照ls的图做，属性一般设value footprints，但用gspiceui读存的sch文件时，元件名并没有读出来，全部是C，也没法进行模拟。

1、我的gschem版本是 1.6.0.20091004
2、gspiceui的版本是0.9.98
3、元件的属性一般只要设value，看截图1是电阻的属性，图2是电容的属性，图3是直流恒压电源的属性，图4是交流信号的属性。
4、通常电阻和电容我选取的是“Basic Devices"器件，晶体管、直流电源和交流信号选取“Spice simulation elements"器件，接地选择“Power rails”器件
5、gEDA有个问题是晶体管元件只有符号，没有元件属性库，当在电路中添加了晶体管后，还要额外指明元件库文件，我根据网上的资料，自己作了个小的晶体管元件库文件，也放在上传附件上了（记得下载后把文件名改为：repository.mod）
然后你要在晶体管属性上添加
5.1、对这个文件的引用，file属性，要写全路径
5.2、指明使用元件库里的哪个晶体管，model-name属性

看图5。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-14 19:26 ]

Roamvalley

电容2
前面讲了电容的容抗公式Xc=1/(2πfC)，并且特别指出，在测试电路中（只包含一个交流电源和一个电容），电容两端的电压和电流存在着π/2相位差。看附图，图一是测试电路，图二清楚的表明了电压和电流的相位差（蓝线e表示电压，红色虚线i表示电流）

根据测试电路中的个元件参数：
交流电源：电压峰值Up=10v，频率f=60Hz。
电容：电容系数C=100uF
计算出此电容的容抗为：
Xc=1/(2*π*60*10)=26.526Ω
那么Ip=Up/Xc=10/26.526=0.377A

但在以上的计算过程中，丝毫没有体现电压和电流的相位差问题。为了解决这个问题，引入了复数概念(Complex number)。
复数的表现形式：z=x+jy
其中x是实数部分，jy是虚数部分，j只是一个符号，没有具体的意义。
通常把复数和向量(Vector)放在一起说的，复数的实数部分是向量的x，虚数部分是向量的y。看附图3

引入复数表现形式的目的是为了在一个式子中同时定义了Xc的数量和相位差关系。
那么Up和Ip的复数表现形式为：
Up+j0  （式一）
Ip+j90  （式二）
其中式二的虚数部分比式一大90，就是90度(π/2)的意思。
那么复数下的Xc就是：
Xc=(Up+j0)/(Ip+j90)，根据复数的除法计算规则，得出：
Xc=Up/Ip+j(0-90)=10/0.377+j(-90)=26.526+j(-90)
这个Xc不仅说明了容抗的数值，而表明了相差，已经完备了。

这也解释了为什么后面电路分析中经常出现复数的原因：交流电路中的电压和电流波形总是有相差，电压最高的时候未必电流最大，电流最大的时候未必电压最高。

[ Edited by  Roamvalley on 2010-7-14 23:33 ]

Roamvalley

电容3

为什么在这里我们要和电容较劲，而不是直接跳过去分析BJT的自身特性。原因在于：电容在这个最基本的放大电路中起到了很重要的作用，它的参数发生变化时，会给电路带来意想不到的后果。如果最基本的放大电路都不能透彻得分析，后面的电路分析就会留下很多隐患，并且，在这里如果能把BJT、电阻、电容、恒压直流电源和交流源的特性搞得很明白，后面的电路分析就容易许多了。

现在要回到一个很原始的问题，我们已经知道这个电路中电阻是用来设置BJT的偏置电压的，那么C1和C2是干什么用的？为什么要C1和C2？
首先，要搞明白交流源是什么，它在实际的电路中通常不是一个元件，而是一个电路模块，它内部有很多元件的，可能会包括电阻、BJT什么的，如果电流源和这个放大电路中的BJT基级直接用导线连上（如附图1），而不是通过C1间接的联通，那么R1和R3构成的分压电路会将一部分直流分压倒过来传递给前面的交流源电路模块，这会影响交流源本身的电路特性。
我们通常称C1和C2为耦合电容，它把交流源模块、放大电路模块和负载模块耦合在一起，这是一种松耦合：只传递有用数据（交流信号），过滤无用数据（直流电压），使得每个模块的直流供电都是独立设计，不会互相干扰。
开发软件的人大多学过设计模式，尤其是学JAVA的，设计模式有很多种，不管种类有多少，其核心思想就是确保模块间的松耦合，使得模块的可重用性很高。软件松耦合的实现方式主要是靠定义接口(interface，这里等价于耦合电容)，接口只传递必要的计算数据（这里等价于交流信号），屏蔽调用模块和被调用模块的代码关联度（这里等价于直流电压），使得两个模块的代码可以独立设计，而不是互相调用。

这就解释了为什么会出现C1和C2。耦合的问题是解决了，但这个C1和C2的引入带来新的问题，它们和相连的电阻构成了滤波器（filter），而且是高通滤波器。
先对滤波器作个简要说明：滤波器的功能是放过指定频率的交流信号，屏蔽未指定的交流信号。
通常分为低通滤波器（屏蔽高频信号，放过低频信号），高频滤波器（屏蔽低频信号，放过高频信号），带通滤波器（放过制定频段的信号，屏蔽这个频段以外的信号，比如人耳能识别的音频频段为20Hz到20KHz）
高通滤波器对交流源传入的信号和对放大电路输出的信号产生重要的影响。其根本原因在于前面推导的电容容抗公式：
Xc=1/(2πfC)
在电容系数C不变的情况下，输入的信号频率越高，容抗越小，频率越低，容抗越大。可以把电容看作是一个交流环境下的可变电阻，它对信号起了阻碍作用。为了说明这个问题，我把原电路中的C1从10μ改小为0.02μ,看附图2，红线表示交流源的原始输入，黄线是这个信号经过C2和R1//R3构成的高通滤波后的信号，明显看出，信号波形衰减了，本来我们设计放大电路就是要放大，结果首先就被缩小了。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-15 23:40 ]

Roamvalley

电容4

所以，在设定C1、C2耦合电容参数的时侯，要同时考虑输入的交流信号频率和后面电阻的阻值，计算这个滤波电路适合的放过频率，严格的说，这个叫截止频率，计算公式为：
Ft=1/(2*π*R*C)
对于高通滤波器而言，交流源的频率如果低于Ft，信号经过时就会被明显的衰减。
它的推导公式很简单，先把RC的电路图画上，见附图1：
设交流源的电压为输入电压Ui，电阻R两端的电压为输出电压Uo。通过两者的比值，可以看出Ui经过高通滤波电路后输出电压的衰减程度：
Au=Uo/Ui
在计算Au前，我要对前两个帖子里提到的复数表现形式作个修正，
Z=x+jy
在电路分析中，波形图的横轴通常是t（时间），纵轴是电压或者电流的，所以这个复数的实数部分应该是相位差（同时间关联），虚数部分才是电阻（同电压和电流大小关联）。
那么这里的Uo=I*Xc=I/j(2*π*f*C),Ui=I*(R+Xc)=I*(R+1/j(2*π*f*C))
Au=j2*π*f*C/(1+j2*π*f*C)
在这里Au是复数，而我们关心它的数值，取模
|Au|=1/(1+1/(2*π*f*R*C))^0.5
这个式子里，R和C都是常量，关键是要求出f,通常，定义|Au|=1/√2约等于0.7，对应的f是这个函数图像的转折点,看附图2。
由|Au|=1/√2，推导出f=1/(2*π*R*C)
这就是我们所需要知道的高通滤波截止频率，如果交流源信号频率低于它，会被明显削弱。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-17 00:05 ]

nt941

这个帖子我要持续关注，希望它能促进我的学习。

最近较忙，没及时回复，楼主见谅。

前面提到的三本书我都买到了，意外地是我一下子被“电子设计从零开始”这本书吸引住了，也许是水平太低更适合看这样的书的原因吧。这本书语言很通俗，感觉很适合初学者。另外这本书介绍了一个软件：Multisim，我刚试了一下，感觉好神奇啊，居然能模拟那么多元件和电路，开发这个软件的人太伟大了！
另外两本书基本还没开看，最近太忙了，可能一时没时间看了。

我的邮箱见悄悄话，有劳兄台了。谢谢！

胸多肌少

进来膜拜一下。。。

Roamvalley

QUOTE:

Posted by nt941 on 2010-7-17 00:19

这个帖子我要持续关注，希望它能促进我的学习。

最近较忙，没及时回复，楼主见谅。

前面提到的三本书我都买到了，意外地是我一下子被“电子设计从零开始”这本书吸引住了，也许是水平太低更适合看这样的书 ...

哥们，你要是看《电子设计从零开始》开始的话，我建议你先把这它浏览一遍，不用太细，好处是在一头扎进电路分析前能对模拟电路和数字电路的应用有个比较全的认识。浏览完后，你大致可以确定一个学习目标，然后可以再决定从哪个方面开始深入。这本书我以前买过，我知道它写的内容。
另外，模拟电路（不含模拟IC电路）和数字电路在应用层面有很大差异，如果你对数电非常感兴趣，是可以直接看数电的，入门后再回头对数电中必须用到的一些模电知识作补充学习，也是一种方法。
回头我会再开两个新的帖子，对学习单片机和linux下的一些EDA工具作个介绍，但不会深入，只是开个头，让有兴趣的人一起进来讨论。

没看到你PM我，没你邮箱，发不了那些pdf。

fivehappiness

mark

Roamvalley

信号放大的根本原理

BJT对交流信号的放大倍数和BJT自身的参数无关，这句话对初学者而言是个打击。
我们先回顾一下BJT的“不变量”：BJT在放大状态时，基级总是比发射极高出0.6v。
当信号源通过耦合电容加载到BJT的基级时，其信号导致基级电压Ub发生波形变化，但不管怎么变，发射极总是跟着同步变化，只是两者保持0.6v的差距，关于这个性质，我们可以认为：信号从信号源，经耦合电容，再通过了BJT的基级-发射结（“结”在英文里叫junction，BJT就是 Bipolar Junction Transister)，并流过发射极电阻R4最后同接地一起构成了一个交流环路。
那么输入信号在波形上的任何变化（电压变化）都会同样的体现在BJT的发射极上。我们称这个电压的变化差为Δu，这个Δu通过R4所造成的电流变化为Δi，计算公式为：
Δi=Δu/R4
这里要补充BJT的另外一个重要特性（其原理在后面我们分析BJT内部结构时再说）：流过发射极的电流约等于流过集电极的电流，这两者的差非常小，可以忽略不计，一般表示方法为Ie=Ic
那么这个Δi就直接流过集电极电阻R2，产生的电压变化为ΔUc=Δi*R2
那么我们关心的是ΔUc和Δu的比值，这个值就决定了：集电极输出交流电压同基级输入交流电压的比值，也就是我们所要的BJT对输入信号的电压放大倍数：
Av=ΔUc/Δu=Δi*R2/Δu=Δu/R4*R2/Δu=R2/R4
可以看到，原来BJT的电压放大倍数是集电极电阻R2和发射极电阻R4的比值，这个结果和BJT自身的参数没有关系。
《晶体管电路设计》中对Av的另一个说明是，Av不可能无限大（比如设一个超大的R2一个超小的R4)，因为它最终受限于BJT的Hfe（BJT的静态电流放大倍数，这里不详述了）

Roamvalley

晶体管不是理想元件

理想元件是什么意思？理想意味着晶体管的实际工作效果完全符合原理，根本无须考虑晶体管自身的参数和环境参数（温度、压力、光照等等）。
“晶体管不是理想元件”，这是我们在结束共发射极放大电路前要作的重要提示，你们可能注意到前面那个电路原理图中我选择的BJT型号为2N2222，如果你用过另外一个商业EDA软件SIMetrix，你会发现有好几百种BJT可选，它们只是在性能参数上有些差异，原理完全一样。
如果晶体管都是理想元件的话，其工作原理不变，那么就不会出现这么多种BJT产品。
但更重要的是：也不会出现如此繁多和复杂的晶体管电路类型。
晶体管必定会受到自身的参数和环境参数影响，比如，有的BJT在输入高频率的交流信号后，其放大过程会变得非常奇怪，根本不是我们想要的结果，另外，温度变化会导致晶体管变得很不稳定，其它的在这一阶段我就不一一例举了。
这也就是为什么我们还要学习诸如：共基级放大电路、共集电极放大电路、跟随器、推挽放大器、恒流源等等。它们就是为了晶体管在不同自身参数、环境参数下，达到一个最合适的工作状态。
说白了，如果BJT很理想，我们只需要学一个共发射极放大电路就可以应付各种场合了。

后面要学习的各种电路就是一一针对参数问题而提出的对应解决电路方案。（晶体管内部工作原理要推后一些，这东西很复杂，而且非常无聊，这里我可以事先讲一句，我不会按照很多教科书里介绍的等价电路来说明其工作原理，如果是那样的话就简单多了）

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-18 00:17 ]

Roamvalley

第二章设计晶体管电路所必须考虑的几个因素

在上一章节的最后，提到了晶体管不是理想元件，因而设计电路时，必须考虑相关的因素，从而演化出各种类型的放大电路。

在《晶体管电路设计》这本书里，作者每介绍完一个电路后，都会对电路的性能做出分析，首要分析的就是阻抗，分为：输入阻抗和输出阻抗。

对初学者而言，阻抗和阻抗匹配这两个词会经常遇到，但是不是精确得理解它们就很难说了。
尤其是很多看了电路学习快速入门书籍的人，会把阻抗和电阻混淆，以为两者是同一个东西。

其实在《晶体管电路设计》里对阻抗并没有作深入说明，而且作者在讲解各种放大电路的阻抗时，的确是以电阻值来解释阻抗的。
从学习的过程来看，这样是没有太大错误，便于入门，另一方面，作者关注的是晶体管特性，默认读者应该对阻抗这类基础知识是清楚的。

阻抗的严格定义是：因元件材料的特性，对电流起到一定的阻碍和抵抗作用，其电学单位是欧姆。
从物理上讲，对电路起阻碍抵抗作用的有这三种因素：
电阻
容抗
感抗

其中电阻和容抗前面都说过了，感抗这里不多解释，类似容抗，到具体电路时再题。
而容抗和感抗主要是针对交流环境的，它们对电流的阻碍不仅体现在电压和电流的数值上，而包括导致两者的相位差，这一点在容抗部分提到过了。
因而阻抗的表达式必定是个复数，包含数值和相位差：z=x+jy

这就说明了，如果我们把阻抗当作是电阻的话是不准确的。
从另一个角度来说明这个误解，电阻和阻抗都有“阻”字，汉字里容易把两者联想为同一个东西，在英文的原词可不是这样的：
电阻：resistance
阻抗：impedance
两者不同，物理学家在定义它们的时候就明确表明这是两个根本不同的概念。

那为什么很多电路初学类的书籍里都是用电阻来说明阻抗呢，底层原理有点复杂。比较通俗的解释是：一般在不涉及高频电路（尤其是射频电路）、高速电路PCB板、传输高频信号的线缆和天线类的电路中，容抗和感抗可以被忽略，这个说法不是很严谨。初学者通常还没涉及这类电路，所以谈得不多，但并不表示在概念上可以把阻抗和电阻加以替换。任何时候，概念都要清晰。

Roamvalley

阻抗匹配

再谈到阻抗匹配，初学的时候，书上总是说要做到信号源的输出阻抗和放大电路的输入阻抗匹配，简单的讲，是信号源输出电阻等于放大电路输入电阻，还有种说法是信号源的输出电阻远小于放大电路的输入阻抗。

我们很关心的倒不是书上要求我们怎么考虑阻抗匹配，而是为什么要这么考虑，换个说法：如果阻抗不匹配，会引起什么问题。

网上有很多文章谈到：在高频信号电路中，如果信号源的输出阻抗低于放大电路的输入阻抗，通常会导致信号被反射回信号源（反射后的信号会和源信号叠加），如果传输线路的长度大于这个信号的波长，就会产生信号干扰。
这一点已经超出初学者的理解，我会在以后谈到这个问题，但仔细理解一下这句话，我们会发现一个有趣的问题：
到目前为止，我们对信号究竟是怎么理解的？虽然前面已经大量提到交流信号这个词了。
很多人把信号当作交流电流，误认为交流电流在电路中流动的方向就表示信号的传输路径。
看看上面那段关于信号反射的说法，如果信号传输的方向是电流方向，那岂不是信号源发射出的电流会跟反射电流碰撞吗？这明显是错误的理解。
那信号究竟该怎么理解，这里会逐步说明的。

在深入阻抗匹配原理之前，先按照《晶体管电路设计》一书中对阻抗的解释。
附图一是书中对放大电路的抽象，信号源不变，耦合电容被换成了一个18k的电阻Rs，放大电路部分被简化为一个输入电阻Zi和一个理想的没有阻抗的OP放大器。

在无须考虑OP放大器的前提下（它在这里是理想元件），信号源的电流流过串联的Rs和Zi，通常我们不知道Zi的具体值，是利用Rs来测出这个Zi的值，从而求出放大电路的输入阻抗Zi。
当信号源的Up为1v时，如果Rs和Zi刚好相等，那么Vi处（扫描图不清楚，Vi就是Rs和Zi的连接点）的电压就应该是0.5v，说明Rs和Zi刚好各自分摊一半的电压。那么Zi=Rs=18k。
实际动手操作中，是用一个可变电阻来替代Rs的，不断调整可变电阻的阻值，观察到示波器上信号源是1v时，Vi处应该在0.5v左右。这是一种通过实验的方法测定Zi的。
原书对Zi的理论解释是：Zi=R1//R2，就是R1和R2的并联值。

针对书中的这个说明，我用EDA软件做了模拟，附图2是电路原理图，附图3是测试的波形图，符合书中所说的结果。
但后来我作了更多的实验，发现要从原理上来解释这个结果其实是有很多的问题，引出的东西比原书解释要多出许多，以下会逐步说明的。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-22 21:15 ]

timogen

突然想问下楼主有没有把这些帖子将来集结一下考虑出书啥的~~哈哈

Roamvalley

这个帖子只是写着玩玩的，我认识的有不少人都喜欢作点小电子设备，自娱自乐

。

Roamvalley

阻抗匹配2

这里继续“以电阻的方式测量放大电路输入阻抗”这个话题。
根据铃木雅臣的说法，共射放大电路的输入阻抗=R1//R2。但原理他没有解释。如果遇到其它类型偏置电路下的共射级放大器，其阻抗是如何计算的？这些都是问题。

我在电路原理图上标出了信号路径，看附图1（红线部分）。
从这个图可以看出，信号在Rs后，经过并联的R1和R2，但为什么信号是这么传递的（切记，这不是电流的传输路径），为什么信号没有经过R3，R4和BJT呢？

这里要引入一个新的知识：理想恒压电源的内阻为0，也就是说Vcc的内阻为0。
在现实的情况下，恒压源肯定有内阻，参看附图2。
如果内阻r不为0，那么按照附图2的电路，用电压表测量负载电阻R1时，其压差就不是1v了，而是：
UR1=I*R1=Vcc/(r+R1)*R1，可见，实际情况就是测量值小于Vcc标称的1v。

回到附图1，既然Vcc内阻为0，那么Vcc在这个环境下可被当作一根导线，这根导线把绿色部分的电路都短路了，整个电路在为计算输入阻抗这个目的被转变为附图3。
这也就是为什么铃木雅臣在原书中把这种情况下的输入阻抗当作了R1//R2。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-22 21:36 ]

Roamvalley

信号的传递方向和电流方向

这里要利用Qucs的一个重要功能：静态电压分析。
在电路原理图设计好后，无须作暂态模拟，通过菜单栏“Simulation”下的"Calculate DB bias"功能就可以直接查看当前电路各点的静态电压值（交流源被当作0v信号），参看附图1。
我作了个实验，想看看交流信号在0v,1v,3v这3个特定点下，电路各个元件的电压情况。做法很简单，把交流信号源换成一个直流恒压源，分3次将其电压值定在0v,1v,3v上，通过"Calculate DB bias"看电路静态分析。
参看附图2、3、4，分别对应这个特定情况。
通过对比电阻Rs两端的电压，可以判断出当时电流的流向，0v和1v时是向左，3v时是向右，但要注意的是，信号传递方向始终是向右。（红线是电流方向，绿线是信号方向）
从这个实例，应该明白：信号传递方向不是电流的方向。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-22 23:19 ]

nt941

仔细拜读了楼主的帖子，佩服的五体投地。
从这个帖子我看到，楼主的英语和数学都很好（说明记忆力也很好），逻辑思维能力和语言表达能力很强，另外作为一个软件工程师能对电路分析如此精通，说明学习能力很强、学习效率很高，令在下羡慕和钦佩！

楼主这个帖子太好了，感觉难度适中、简明扼要，很多关键问题都能用聊聊几句话说清楚，比自己看书效果好多了。希望楼主能坚持下去，这样会让我等愚钝之徒受益匪浅，当然，如能集结出书就更好了。

另有几点疑问，向楼主请教一下：
1，12楼的公式“Vcc-Vcc/(R1+R2)*R1”中R2应为R3吧？（参见6楼的图）
2，12楼的公式“V直流=Vcc-Vr1=Vcc-Ir1*R1=Vcc-Vcc/(R1+R2//Rb)*R1”中R2也应该是R3吧？更不明白的是，为什么计算Ir1时电阻取R1+R3//Rb而不是R1+R3//(Rb+R4)呢？（参见6楼的图。这里假定公式中R2确为R3之误）
3，34楼的高通滤波器不是很明白。文中说“它们和相连的电阻构成了滤波器”——是哪个电容和哪个电阻构成了滤波器呢？下面说“C2和R1//R3构成的高通滤波”这里的R1和R3是以34楼的图为准的还是以6楼的图为准的呢？
4，42楼讲阻抗的时候感觉没有把阻抗的概念说得很清楚（只是和容抗类比了一下）就直接转入下面的“阻抗匹配”了，所以对阻抗的概念还是不太理解。
5，“BJT对交流信号的放大倍数和BJT自身的参数无关，这句话对初学者而言是个打击”——的确，对我就是个打击

。既然如此，那β值的意义又是什么呢？三极管的放大作用又是如何体现的呢（既然与BJT的参数无关，那V(Qc_R2)岂不是仅由几个分压电阻决定了？那还要BJT干什么？）？我一直理解β值就是ΔIc/ΔIb（即集电极电流变化量与基极电流变化量的比值），是不是不对啊？
6，关于电路分析的顺序：比如计算Ue时是用了Ub-Ube的方法（见16楼），那么为什么不直接Ue=(R4/(R2+Rce+R4))Vcc呢（即根据R2-BJT-R4这个通路上的电阻分压比来计算，参见6楼图）？难道BJT集电极和发射极之间的电阻不是定值吗？

问题有点多，不好意思，期待楼主指教。
谢谢！

Roamvalley

回复nt941

1、12楼的公式“Vcc-Vcc/(R1+R2)*R1”中R2应为R3吧？（参见6楼的图）
答：我写错了，是R3

2、12楼的公式“V直流=Vcc-Vr1=Vcc-Ir1*R1=Vcc-Vcc/(R1+R2//Rb)*R1”中 R2也应该是R3吧？更不明白的是，为什么计算Ir1时电阻取R1+R3//Rb而不是R1+R3//(Rb+R4)呢？（参见6楼的图。这里假定公式中 R2确为R3之误）
答：应该是 V直流=Vcc-Vr1=Vcc-Ir1*R1=Vcc-Vcc/(R1+R3//Rb)*R1
第二个问题很难回答，首先，我觉得你的想法是对的，要考虑R4，但计算上不是R1+R3//(Rb+R4)这么简答。因为，我写的这个公式并不能用于实际电路情况下的Ir1计算，它只是提醒初学者，实测下来的V直流小于我们理论上（不考虑BJT对偏置电阻的计算）计算出的V直流。究其根源，Rb并不是一个固定的电阻，这就是半导体这类非线性元件的特色。真的要在理论上计算这个Rb，需要把BJT内部的复杂结构都要考虑上，这点已经超出了《晶体管电路设计》这本书的内容，算是模拟电路的芯片级设计范畴。
而且，大部分情况下实际电路是需要测试后再手工调整的，并不能完全依赖于理论计算，关于电流流过BJT的基级再到发射极这个过程，其电流大小的变化基本上不影响我们对电路的分析和设计，这也是大部分板级模拟电路书中都对它避开不谈的原因。
我们只是要知道：实际电路中，V直流略小于理论计算值。

3，34楼的高通滤波器不是很明白。文中说“它们和相连的电阻构成了滤波器”——是哪个电容和哪个电阻构成了滤波器呢？下面说“C2和R1//R3构成的高通滤波”这里的R1和R3是以34楼的图为准的还是以6楼的图为准的呢？
答：非常抱歉，每把图和文字匹配清楚，应该是参考6楼的图，是C1同R1//R3构成的高通滤波电路

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-25 23:51 ]

Roamvalley

4、42楼讲阻抗的时候感觉没有把阻抗的概念说得很清楚（只是和容抗类比了一下）就直接转入下面的“阻抗匹配”了，所以对阻抗的概念还是不太理解。
答：这个我回头补充一些内容

5、“BJT对交流信号的放大倍数和BJT自身的参数无关，这句话对初学者而言是个打击”——的确，对我就是个打击。既然如此，那β值的意义又是什么呢？三极管的放大作用又是如何体现的呢（既然与BJT的参数无关，那 V(Qc_R2)岂不是仅由几个分压电阻决定了？那还要BJT干什么？）？我一直理解β值就是ΔIc/ΔIb（即集电极电流变化量与基极电流变化量的比值），是不是不对啊？

β是BJT自身固有的特性值，的确是指ΔIc/ΔIb，但它并不能代表整个放大电路对源信号电压的放大倍数Av。
当BJT基级存在电流变化(ΔIb)时，的确会对BJT的发射极->集电极产生β倍大小变化的ΔIb，就是ΔIc了。问题是，ΔIb极小，在《晶体管电路设计》和其它电路书中都这么说：ΔIb基本上小到为0，都忽略不计了，再乘上β倍也起不了什么明显作用。所以分析的时候很多书都不提电流放大的作用β。
但从电压的角度来看，因为那个“基级 - 发射极=0.7v“这个常量，很容易把微小的ΔVb结合上40楼说明的电压传递作用和放大机制分析出来。
回到这个问题上：ΔIb为什么小到为0，这要看我对你第2个问题的回答，Rb是个奇怪的东西，它是非线性的，对于不同大小或不同频率的交流信号而言，这个Rb是曲线变化的，（后面我会结合二极管的电压/电流特性说明的），信号源通常是以电压形式存在的（通常情况下），这个微小的电压流经这个奇怪的Rb产生的电流ΔIb不仅非常小，而且结果复杂，最终是不能简单得用β来设计信号放大功能。另一方面，“基级 - 发射极=0.7v“常量很容易得把信号源电压“传递”到发射极上，后面的分析我不再重复了，计算很方便。
如果β这个属性很大（一般的BJT β都在几十到100左右），大到要用指数级来衡量它，那的确我们目前的Av计算方法都要重新考虑了。
但β还是有意义的，如果设置了一个超大的R2和几近为0的R4，那么Av是不是会无穷大呢，当然不可能，在这种情况下，整个放大电路的实际效果是受β限制的，这一点在原书中的32-33页有说明。

6、关于电路分析的顺序：比如计算Ue时是用了Ub-Ube的方法（见16楼），那么为什么不直接Ue= (R4/(R2+Rce+R4))Vcc呢（即根据R2-BJT-R4这个通路上的电阻分压比来计算，参见6楼图）？难道BJT集电极和发射极之间的电阻不是定值吗？

你这里的Rce和我写的那个Rb都是非线性量，不是常值

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-26 20:44 ]

Roamvalley

半导体材料的电阻

在前面的分析中，都提到了BJT为非线性元件，导致它的伏安特性都呈特殊的曲线。这种非线性的特性，是源自半导体材料和制造工艺的。
最常见的半导体元件是二极管（具体分的话有很多种），这里我选用型号为1N4001的整流二极管作实验，通过Qucs模拟其伏安特性。附图1是原理图（实际是不可能按照这个原理图来制作的，没有电阻限流的情况下会把二极管烧掉）。
在这个模拟过程，用到了Qucs的两个重要功能：
1、参数扫描模拟（Parameter Sweep)
2、参数计算表达式（Equation)
通过参数扫描模拟，可连续改变直流电源V1的输出电压，观察1N4001在这个扫描过程中，电压和电流的数值关系
由于R=U/I，我们可以通过观测连续变化的U和I，来计算不同U的情况下，对应的电阻R是个什么状况。
一般实物操作中需要大量记录U和I的变化值，再计算相应的R，很麻烦。
Qucs提供了参数计算表达式功能，能在参数扫描模拟过程中，自动记录U和I，并将对应的R计算出来，最后通过笛卡尔坐标显示。
第一个坐标图中可以看出，扫描电压在0到0.7v左右，电路中的电流几乎为0，超过0.7v后，电流显著增大。
第二个坐标图中可以看出，扫描电压在0到0.1v左右时，电阻极大。到了0.3v时，几乎变为0。
从这个结果可以看出，半导体元件的电阻是不能简单得当作一个固定阻值看待的。

Roamvalley

二极管的压降

半导体材料和制造工艺不仅产生了奇怪的非线性电阻特性，还产生了奇怪的压降特性。
新的电路原理图中添加了一个电阻，这样二极管（diode)和电阻构成了分压电路。参看附图。
可以看到，二极管上产生的压降在随着V1电压升高时逐步稳定在0.7v左右（这是硅管的特性），这也是BJT的基级大致高于发射极0.7v的原因，很多书里在讲到BJT的等效电路时，都是把BJT的基级同发射极之间模拟成一个二极管和一个固定电阻Rb。但实际上，BJT内部还是很复杂的，无法用这样一个简单的等效电路完全替代。但初学者可以不用考虑得那么深，只要记得这个0.7v常数就可以了。

Roamvalley

阻抗2

再次提一下阻抗的定义：因元件材料的特性，对电流起到一定的阻碍和抵抗作用，其电学单位是欧姆。
它可以看作是：因元件的阻碍作用，使得流过元件的电流发生了能量损耗。

谈到电流的能量损耗，可能很多人想到的是电流做功的定义：P=U*I。
但忘掉了电压的定义：voltage is equal to energy per unit charge，是指单位电荷从电路的A点流到B点所消耗的能量。
试想一下，电流从电阻的一端流进，从另一端流出，要知道电阻对电流是有阻碍作用的（可以看作是电荷的摩擦力），就必须有一个推动力来抵消这个阻碍力，这个推动力对流过的电荷作了功，这个因电阻而损耗的功就表示为电阻两端的电压差。
所以通常以电压差来观察阻抗。附图是一个纯电阻和恒流源构成的电路，选用恒流源的原因是：电压考虑的是元件中流过单位电荷所损耗的能量，所以用恒流源来提供固定大小的电流，而不是用恒压源。
纯电阻电路的阻抗就是电阻，所以比较容易理解，附图上，随着R1阻值的提高，其两端的压差也越来越大，可见电阻越大，为通过单位电荷要作的功越多，消耗的能量越大。

Roamvalley

阻抗3

另一种阻抗是容抗，从前面那个对高通滤波的电路分析中，可以看到，电容的容抗不仅包括“阻值”，还包括对电压和电流造成的相位差。
这里我先简单得从“阻值”上说明容抗。附图上是电容、电阻和交流电压源构成的电路，电压源的Up=1v，频率是100Hz。
附图2是C1=0.1uF时，output和input对比图，附图3是C1=1uF时output和input对比图，附图4是C1=10uF时output和input对比图。
可以看出，随着电容容量的增大，C1对交流电的阻碍程度逐步减小（注意，这里的输出波形图不是用input电压减去output电压，而是直接比较两点电压）。
这些图和数据反映的是电容的容抗。

[ Edited by Roamvalley on 2010-7-26 22:37 ]

Roamvalley

阻抗4

还要注意的一点是：如果把C1固定在一个值上，改变信号源的频率，C1的阻抗（容抗）会随着频率的升高而降低，这说明交流成分越大，通过相同容值的电容时越容易。
从上面3个波形图可以看出，交流频率固定时（100Hz)好像是容值越大，阻抗越小，但这是对理想电容而言的。真实情况下的电容还含有感抗成分，在交流信号频率高到一定程度时，同一个容值的电容其阻抗会反弹变大，所以采用小电容时相对大电容的阻抗反而越小。
附图是《晶体管电路设计》中截取的电容实际阻抗对比图。

xinchen97

LZ牛，铃木的书确实不错，去年我就反复读了好几遍，写得太好了。我一直想找linux下面能仿真电路的软件，LZ给了一个很明确的指导哦。亟待LZ能完成的大作。

Roamvalley

最近在出差，有空的时候我会继续写

moosewoler

LZ后面用的是SIMETRIX吧。
我这有IC610和SPB155+157
可惜都装不起来

Roamvalley

后面用的都是Qucs，这个帖子里有介绍 http://www.ibmnb.com/thread-978562-1-1.html

axjlq

能在这里看到这样的帖子，真的欣慰，坛子里到处看到的就是玩本子玩本子，玩小黑玩小白，不知道一帮人都在玩啥，说到底，都在当上网本用还有啥牛逼的。看了楼主的帖子，我肃然起敬，与楼主一样的专业背景，看到有些内容分外共鸣，觉得坛子里的兄弟们，你们能把计算机在自己的领域这样用，算是对得起手里的小黑了。不要玩小黑，而要用小黑！

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【原创】模拟电路分析（Linux应用专题）

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谢谢楼主！

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